Студопедия  
Главная страница | Контакты | Случайная страница

АвтомобилиАстрономияБиологияГеографияДом и садДругие языкиДругоеИнформатика
ИсторияКультураЛитератураЛогикаМатематикаМедицинаМеталлургияМеханика
ОбразованиеОхрана трудаПедагогикаПолитикаПравоПсихологияРелигияРиторика
СоциологияСпортСтроительствоТехнологияТуризмФизикаФилософияФинансы
ХимияЧерчениеЭкологияЭкономикаЭлектроника

Когерентная ДЧМ

Читайте также:
  1. Некогерентная ДАМ

Блок–схема согласованного фильтра для радиоимпульса.(Рис. 2.11).

В этой схеме для радиоимпульса вместо интегрирующей цепи стоит

высокодобротный контур, настроенный на частоту заполнения

радиоимпульса , (Рис. 2.11):

При подаче на вход такого фильтра радиоимпульса процессы протекают аналогично в смысле поведения огибающей высокочастотного сигнала, (Рис. 2.12).

Согласованный фильтр для непрерывных сигналов произвольной формы может быть реализован с помощью неискажающей линии задержки с отводами, соединенными с инвертирующими и фазосохраняющими каскадами (Рис. 2.13). Масштабные коэффициенты передачи этих каскадов соответствуют отсчетам непрерывной функции сигнала, с которым согласован фильтр. Порядок включения каскадов является обратным по отношению к взвешенным отсчетам сигнала. Это необходимо для того, чтобы обеспечить «зеркальность» импульсной характеристики фильтра по отношению к сигналу.


Если подать -импульс на вход линии задержки, то на выходе сумматора мы получим последовательность отсчетов сигнала . Эта последовательность будет сглажена фильтром нижних частот. В результате будет представлять собой сигнал , с которым согласован наш фильтр. При подаче сигнала на вход линии будет иметь место согласованная фильтрация этого сигнала.

В момент мы будем иметь максимальное значение .

Аналогично строится согласованный фильтр для дискретных кодовых последовательностей. Рассмотрим структуру и принцип работы согласованного фильтра для кода Баркера при , (Рис. 2.14)

В блок-схеме согласованного фильтра для кода Баркера масштабные

коэффициенты фазосохраняющих и инвертирующих каскадов одинаковы

(Рис 2.15):


В каждый момент времени суммируются импульсы, поступающие с выходов инвертирующих и фазосохраняющих каскадов с учетом знаков инвертирования по всем отводам линии. В момент времени напряжение на выходе сумматора максимально, т.к. все импульсы кода складываются синфазно.


Коррелятор как согласованный фильтр. Сравнение активного и пассивного методов оптимальной линейной фильтрации.

Создание фильтров, согласованных с сигналами сложной формы, сопряжено с значительным усложнением схемы рассмотренного пассивного линейного фильтра. В связи с этим довольно широкое распространение получил фильтр с переменными параметрами – коррелятор.

Известно, что импульсная характеристика согласованного фильтра образована из сигнала, с которым он согласован, и в интервале фильтр выполняет операцию вычисления автокорреляционной функции этого сигнала.

Если заменить импульсную характеристику фильтра «образом» сигнала , как опорным напряжением, подаваемымна второй вход фильтра с опорного генератора, то мы получим коррелятор. С выхода коррелятора в момент времени по команде от схемы управления снимается напряжение , равное по величине максимуму автокорреляционной функции сигнала.

При этом , .

При отсутствии помех принятый сигнал , где - «образец» переданного сигнала, т.е. - энергия переданного сигнала.Итак согласованный фильтр и коррелятор эквивалентны только в момент снятия отсчета.


Отличие коррелятора от пассивного согласованного фильтра состоит в следующем. Временной процесс работы пассивного линейного согласованного фильтра связан с непрерывным вычислением автокорреляционной функции сигнала как функции времени . Коррелятор же работает как интегратор - накопитель энергии сигнала. В момент времени максимальная величина этой энергии совпадает со значением максимума автокорреляционной функции сигнала. Каждая из схем - согласованный пассивный фильтр и коррелятор имеет свои достоинства и недостатки.

Пассивный линейный согласованный фильтр не требует генератора «образца» сигнала, но сложен в схемном отношении. Коррелятор очень универсален, т.е. позволяет гибко управлять своими параметрами за счет вариации параметров опорного сигнала. Линейный согласованный фильтр очень критичен к точности момента снятия отсчета при (десятая доля периода колебаний T0 частоты радиоимпульса, Рис 2.12). Коррелятор допускает нестабильность снятия отсчета до десятой доли - длительности сигнала. Однако коррелятор требует достаточно точного совпадения момента подачи на него опорного сигнала с моментом поступления входного сигнала из канала связи. Выбор между пассивным линейным согласованным фильтром и коррелятором осуществляется исходя из конкретных технических условий.

Физический процесс в корреляторе.

Пусть на вход коррелятора подается гармонический сигнал вида радиоимпульса длительностью с частотой заполнения .

Опорный генератор должен формировать колебание «образца» сигнала:

Тогда для напряжения на выходе коррелятора получим:

Отсчет берется в момент , когда заканчивается радиоимпульс. В этот момент достигает максимума. Для сравнения представлены напряжения на выходе коррелятора и линейного пассивного согласованного фильтра .

 

 

 

Помехоустойчивость различных способов приема сигналов

с дискретной модуляцией.

Прием сигналов с дискретной амплитудной модуляцией(ДАМ).

Блок-схемы приемников ДАМ представлены на Рис. 2.16 и 2.17.

а) Приемник с некогерентным детектором, (Рис. 2.16)

б) Приемник с когерентным детектором, (Рис. 2.17)

 

Оба приемника содержат на входе полосовой фильтр, настроенный на частоту несущей с полосой пропускания , - длительность посылки.


В качестве детекторов используются соответственно линейный (некогерентный) амплитудный детектор огибающей, на вход которого подается принимаемый сигнал, и синхронный (когерентный детектор), на входы которого подается принимаемый сигнал и опорное напряжение, синфазное с несущим колебанием сигнала.

На выходе каждого приемника стоит решающее устройство, производящее в тактовый момент времени сравнение напряжения на выходе детектора с пороговым напряжением .

Если , то принимается решение о передаче «1», если , принимается решение о передаче «0».

Рассмотрим ряд случаев принятия указанных решений в приемнике.

Сигнал на входе приемника имеет вид:

 

 

Помехой является «белый» нормальный шум. Соответственно на выходе детектора мы будем иметь либо огибающую шума с ФПВ (плотностью вероятности) вида:

, где - дисперсия,

 

либо огибающую смеси (сигнал + шум) с плотностью вероятности ФПВ вида:

 

, где –модифицированная функция Бесселя.


Некогерентный прием сигналов ДАМ.

1. Идеальный случай ( шум = 0 ),Рис. 2.18 а, б

Рис. 2.18 а Рис. 2.18 б

При отсутствии шума в случае посылки типа «0» (сигнал отсутствует) порог не будет преодолен и решающее устройство выдает «0». При передаче «1» плотность вероятности сигнала на выходе детектора будет иметь , где - амплитуда радиоимпульса сигнала.

В этом случае будет иметь место ; решающее устройство выдаст «1».

 

2. Реальный случай ( шум ≠ 0 ),Рис. 2.19 а) и б)

Рис. 2.19 а Рис. 2.19 б

Если передается «0», то в этом случае напряжение на выходе детектора представляет собой огибающую одного шума, плотность вероятности которого распределена по закону Рэлея . Поэтому ошибка (т.е. прием «1») возникает, если напряжение огибающей шума превысит порог .

Вероятность ошибки при передаче «0» будет:

Эта вероятность численно равна площади под кривой справа от (вертикальная штриховка). Если передается «1», то ошибка (т.е. прием «0») возникает, если огибающая напряжения (сигнал+шум) примет значение меньше порога .

Вероятность ошибки при передаче «1» будет:

Эта вероятность численно равна площади под кривой слева от порога (горизонтальная штриховка) Рис. 2.19б. Все ошибки являются следствием элемента случайности в поведении шума и подчиняются вероятностным законам.

Соответственно вероятности правильного приема «0» и «1» численно равны незашрихованным областям кривых ФПВ, находящимся слева и справа от . Рассмотрим ФПВ шума и (сигнал+шум) на одном графике, (Ррис.2.20):

Рис. 2.20

Легко видеть, что изменяя порог мы можем либо уменьшать ошибку

за счет увеличения ошибки , либо наоборот – увеличивать ошибку

за счет уменьшения ошибки .Существует некоторое оптимальное значение порога. Вероятность полной ошибки при некогерентном приеме определяются формулой:

,

где - интеграл вероятности, а - отношение сигнал/шум.


Когерентный прием сигналов ДАМ.

Рассмотрим случай использования когерентного (синхронного) детектора Рис. 2.17. При когерентном приеме напряжение на входе решающего устройства распределено по Нормальному закону с нулевым средним значением для шума и средним значением при передаче «1», Рис. 2.21:

Рис. 2.21

В случае равновероятной передачи «0» и «1» величина оптимального порога будет равна . С увеличением амплитуды сигнала кривая сдвигается вправо, и область перекрытия кривых уменьшается, а значит, уменьшаются и вероятности ошибок и .Следует заметить, что кривая распределения шума по сравнению со случаем некогерентного приема сдвинута влево и имеет другое распределение. За счет этого область перекрытия кривых, т.е. вероятность ошибки, уменьшается.

Вероятность ошибки при когерентном приеме имеет вид:

= =

Помехоустойчивость когерентного приема выше по сравнению с некогерентным приемом.


Прием сигналов с дискретной частотной модуляцией (ДЧМ).

Некогерентный прием ДЧМ.

Блок-схема некогерентного приемника ДЧМ-сигналов представлена на Рис.2.22

Приемник работает по двухканальной схеме ДАМ. Полосовые фильтры на входе каждого канала настроены соответственно на частоты посылок и .

Верхний (по схеме) канал отвечает за прием «0», нижний канал – за прием «1». Напряжения с выходов детекторов подаются на вычитающее устройство и далее на решающее устройство с нулевым порогом. Если напряжение на выходе вычи-тающего устройства больше нуля – решение «0»,если меньше нуля – решение «1». Возникновение ошибок с вероятностями и имеет место, когда напряжение огибающей помехи в канале нуля, по которому сигнал не передается, будет больше, чем напряжение огибающей смеси (сигнал + помеха) в канале единицы, по которому сигнал передается. Разнос частот и выбирается достаточно большим чтобы исключить взаимовлияние каналов. Все это позволяет повысить помехоустойчивость приема сигнала ДЧМ по сравнению с ДАМ. Вероятность ошибки при приеме сигналов ДЧМ имеет вид: .

 

Когерентный прием сигналов ДЧМ.

Для реализации когерентного приема ДЧМ – сигналов в структурной блок-схеме на Рис. 2.22, необходимо заменить амплитудные детекторы синхронными. Вероятность ошибки при когерентном приеме сигналов ДЧМ определяется выражением: .


Прием сигналов с дискретной фазовой модуляцией (ДФМ).

Когерентный прием сигналов ДФМ.

Блок-схема приемника ДФМ-сигналов представлена на Рис. 2.23:

Полосовой фильтр настроенный на частоту , проводит основную фильтрацию ФМ-сигнала. Детектирование производится фазовым детектором , на второй вход которого подается синфазное (когерентное) опорное напряжение от

ГОН - выскочастотного генератора. При совпадении фаз сигнала и опорного генератора на выходе фазового детектора будет положительное напряжение; при несовпадении фаз - отрицательное. В решающем устройстве в тактовые моменты времени напряжение, поступающее с выхода детектора, сравнивается с порогом . Если , то решение «1», если , то решение «0».

Поскольку посылки сигнала, соответствующие передаваемым «1» и «0» являются противофазными (сдвинуты на 1800 ), то напряжение сигнала на выходе детектора в смеси с шумом будет иметь нормальное распределение с дисперсией и средними значениями соответственно; , и ,(Рис. 2.24):

Рис. 2.24

 


Заштрихованные области соответствуют вероятностям ошибок, которые вычисляются следующим образом:

Вероятность ошибки при приеме «1» →

Вероятность ошибки при приеме «0» →

Вследствие симметрии распределения вероятностей и вероятности ошибок и будут одинаковы , т.е. = = .

Отметим, что кривые распределения напряжения на выходе детектора разнесены в большей степени по сравнению со случаем когерентного приема ДАМ и ДЧМ. Это еще более уменьшает зону перекрытия кривых, а значит – и вероятность ошибки.

Средняя вероятность ошибки при приеме сигналов ДФМ равна:

Таким образом, помехоустойчивость при приеме сигналов ДФМ является самой высокой из всех рассмотренных способов приема сигналов. Она равна потенциальной помехоустойчивости сигналов ФМ.

Это следует из сравнения выражений для вероятности ошибок . Кроме того, сравнение кривых плотностей вероятностей для ДАМ и ДФМ позволяет установить, что заштрихованные области ошибок по площади значительно меньше у ДФМ. Причиной этого является то, что среднее значение шума ДАМ (синхронный прием) , а при ДФМэто величина - . Для получения при ДАМ тех величин ошибок необходимо кривую (Рис.2.21) подвинуть вправо на величину , т.е. увеличить амплитуду сигнала в 2 раза. Однако большим недостатком ДФМ является возможность эффекта «обратной работы», возникающего по причине действия помех. Фаза принимаемого сигнала при этом может изменяться на 1800 относительно опорного сигнала, и знак посылок меняется на обратный; правильный прием сигнала становится невозможным.

 


Прием сигналов с относительной дискретной фазовой модуляцией (ОДФМ).

При относительном методе приема сигналов с фазовой модуляцией происходит сравнение по фазе лишь каждой последующей посылки с предыдущей. Поэтому изменение фазы на 1800 приводит к появлению лишь одиночных ошибок.

Существует два способа приема сигналов ОДФМ:

а) прием по способу сравнения фаз (блок-схема Рис.2.25)

б) прием по способу сравнения полярностей (блок-схема Рис. 2.26)

Принцип работы блок-схемы приема сигналов по способу сравнения фаз подробно описан на стр.19, Рис.1.24. Вероятность ошибки при этом равна:

Принцип приема сигналов по способу сравнения полярностей подробно описан на стр.19, Рис.1.25 а) и б). Ошибка может иметь место лишь в случае, когда полярность одной из 2-х соседних посылок определена неверно.

Поэтому ошибки при ОДФМ:

при

Помехоустойчивость при использовании способа сравнения полярностей выше по сравнению со способом сравнения фаз. Это объясняется тем, что при способе сравнения полярностей в фазовом детекторе в канале опорного напряжения имеет место его дополнительная фильтрация, способствующая ослаблению действия помех. В приемнике по методу сравнения фаз эта фильтрация отсутствует.

Сравнительная помехоустойчивость разных видов

дискретной модуляции.

Из сравнения кривых помехоустойчивости , где представленных на Рис.2.27, следует:

1.Самой высокой помехоустойчивостью обладает способ приема сигналов ДФМ, поскольку он оперирует с сигналами, максимально отличающимися между собой - противоположными сигналами. Помехоустойчивость этого способа приема сигналов равна потенциальной.

2.Далее по убывающей зависимости следуют способы приема сигналов:

а) ОДФМ (сравнение полярностей)

б) ОДФМ (сравнение фаз)

Когерентная ДЧМ


Дата добавления: 2015-09-11; просмотров: 38 | Нарушение авторских прав

<== предыдущая лекция | следующая лекция ==>
Принимающая организация оставляет за собой право внесения изменений в порядок проведения творческой лаборатории.| Некогерентная ДАМ

lektsii.net - Лекции.Нет - 2014-2021 год. (0.108 сек.) Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав